利用buck芯片生成负电压电源轨

文章内容主要参考TI的AN,少许自己的一些看法。

将buck芯片外部电路连接稍加改动,buck芯片也可以如buck-boost芯片一般配置成输出负压的inverting电路形式。具体连接如下图所示,

此时,芯片同步整流MOSFET的源端(或者外接续流二极管的正极),以及芯片的接地引脚(AGND, PGND etc.)成为负压输出端。功率电感的输出端直接接地。输出电容还是如buck电路一般跨接在输出功率电感和续流二极管之间。输入滤波电容则需要跨接在电源输入和输出功率电感端。

对电路性能参数的影响:

  1. 由于原来的芯片地变成了负压输出端,芯片的耐压值和最大输入输出的关系变为\(V_{in\_max}+|V_o|<=V_{IC\_max}\),式中,\(V_{IC\_max}\)为芯片耐压限值。
  2. 占空比和输入输出的关系,依据电感电流平衡法,不难得到:\(D=\frac{|V_o|}{V_{in}+|V_o|}\)
  3. 大部分芯片基于电感峰值电流检测法来实现过流保护以及回路补偿等,buck芯片原先工作于CCM模式,平均输出电流就等于流过电感的平均电流。电路改为inverting模式后,输出电流不再连续(虽然流过电感的电流仍然连续)。从输出回路看,仅在同步整流器件导通的时间段内电感电流才给负载供电,其时间占比为\(1-D\),其中\(D\)为buck芯片工作时的占空比。由此可得最大输出电流和芯片规格的关系: \(I_{max}<I_{ic\_max}\times\frac{V_{in\_min}}{V_{in\_min}+|V_o|}\)
  4. 为了芯片稳定工作而配备的芯片退耦电容现在跨接在输入输出端,间接成为了输入到输出的高频通路。同时,芯片的地电流也构成了输入输出的通路。
  5. 反馈电阻的设定。因为芯片的参考地变成了输出负电压端,而原来的输出端成为了系统地,输出和反馈电阻的关系为:\(|V_o|= V_{REF}\times\frac{R_1+R_2}{R_2}\)

需要指出的是,在芯片自身看来,它仍然工作于buck模式(CCM 或者DCM),只不过名义输入电压变为\(V=V_{in}+|V_o|\),名义输出电压为\(|V_o|\)。熟悉了之后,我们完全可以按名义输入输出关系来设计一款”buck”电路(需要注意输出电流能力的变化)。这也是这款电路的另一好处,无需过多考虑环路稳定性和补偿问题。

reference:

1.creating an inverting power supply using peak current mode buck converter, TI – SLVAE10

2.using a buck converter in an inverting buck-boost topology, TI

 

设计实例

设计目标:设计一款锂电池供电的负电压产生电路,输入由四节串联的锂电池供电,输入电压范围定为12V~17V,输出电压为-15V,输出最大电流500mA。芯片选用LMR36015,工作频率为1MHz。

电感选择,如若芯片能稳定工作在CCM以及DCM模式(或者芯片可以动态调节开关频率),则感量的选择多依据纹波电流占最大输出平均电流的百分比来确定,如若不想让芯片工作在DCM模式,则可以依据电路最小负载电流确定感量最小值。这里假设最小负载电流为50mA,通过前面的换算公式,此时流过电感电流的最大值和负载电流关系为

\(i_o=\frac{i_p(1-D)}{2}\)

由伏秒平衡,我们还有,

\(i_p=\frac{|V_o|(1-D)T}{L}\)

求得最小电感值要求为,

\(L_{min}\ge\frac{V_o(1-D)^2T}{2i_o}\)

上式右侧式子在D取最小值时达到最大值,也就是符合各种输入条件要求的最小感量,带入计算得\(L_{min}=42.3uH\),取标准值47uH.

输出电容的选取涉及电源的瞬态响应需求,纹波需求,这里我们参考芯片规格书的建议,选择三个22uF的电容并联作为输出电容。具体容量可以依据后续测试来调整。

输入电容,规格书里面讲的很详尽,这里我们设计选取两颗4.7uF陶瓷电容,两颗100nF陶瓷电容,以及一颗220uF电解电容。

为了满足系统对电源噪声,纹波更苛刻的需求,我们还可以在DC-DC的输出端再串接一级线性稳压级。选择PSRR频率上限高的LDO或者三端稳压器有利于抑制DC-DC的噪声成分。

 

TI的几款音频运放参数对比

收购BB以及NS的缘故,现在的音频领域TI是当之无愧的集大成者

OPA827 OPA627 OPA1641 OPA1611 LME49710
Input stage structure JFET JFET JFET Bipolar Bipolar
Input offset voltage 0.075mV 0.28mV 1mV 0.1mV 0.05mV
Input noise voltage(1KHz) 3.8nV/sqrt(Hz) 5.6nV/sqrt(Hz) 5.1nV/sqrt(Hz) 1.1nV/sqrt(Hz) 2.5nV/sqrt(Hz)
1/f corner frequency 20Hz 80Hz 20Hz 20Hz N.A.
Input current noise(1KHz) 2.2fA/sqrt(Hz) 2.5fA/sqrt(Hz) 0.8fA/sqrt(Hz) 1.7pA/sqrt(Hz) 1.6pA/sqrt(Hz)
THD+N(%) 1KHz/1Kohm 0.00004 0.00003 0.00005 0.000015 0.00003
Slew rate(V/us) 28 55 20 27 20
Gain Bandwidth(MHz) 55 16 11 40 55

Vishay Dale电阻

Vishay的达尼系列电阻一直是高端电阻的标杆,前几天闲鱼买到一批报废品电阻,特地拆开看看正品dale电阻和次品的区别。

将一枚RN60电阻的外覆层去掉,连接引脚的金属帽去除之后,就有如下的电阻芯本体,坚硬的陶瓷基体(在用斜口钳拆解电阻的过程中,斜口钳的硬度明显不敌电阻芯的硬度,斜口钳刀刃直接损坏)上用金属溅射工艺覆盖了一层薄薄的合金电阻层,然后经由激光开槽修正为目标阻值。

次品电阻阻值和印刷阻值偏差太多,应该是激光开槽站淘汰的次品

RN55电阻芯

 

低噪声晶体管噪声系数及测量

噪声系数(noise figure, Harald T. Friis introduced in 1944)经常用来衡量低噪声放大器(LNA)或者输入级晶体管的噪声性能,其定义如下:

\(Noise Figure(NF) =10\lg{\frac{\frac{P_{si}}{P_{ni}}}{\frac{P_{so}}{P_{no}}}}\)

等于输入信噪比除以输出信噪比的对数,单位为dB,故而如果是功率比值,前面乘以系数10,如果是电压比值,乘以20

其实,最开始时候是噪声因子(noise factor)的概念 (Introduced in 1942 by Dwight O. North)

 \(Noise Factor(N) =\frac{\frac{P_{si}}{P_{ni}}}{\frac{P_{so}}{P_{no}}}\)

热噪声,由于导体/导电媒介中载流子的不规则热运动导致的宏观电压波动,其值和绝对温度,测量带宽,和阻值相关

\(V_{no}=\sqrt{4KTRB}\)    

\(K: Boltzmann\;Constant =1.38×10^{-23}\)  K: 绝对温度(K) B:测量带宽(Hz)

在射频系统中,输入输出匹配通常以最大功率传输原则来设计,即后级的输入阻抗为前级输出阻抗的共轭复数,考虑纯电阻情形,则最大功率传输条件下,负载阻抗等于前级输出阻抗。满足此条件时,任意源电阻产生的热噪声电压在负载上的理论功率为

\(P=KTB\)

其值与源电阻阻值无关,而仅与绝对温度相关。故而,在相同带宽下,任意噪声源(或电路单元)可抽象出一个值:等效噪声温度。考察一个功率增益为A的待测单元,在接入匹配的输入电阻之后,在输出端测量其总噪声输出,输出包含两部分,一部分为源匹配电阻热噪声经电路放大后的输出,另一部分为待测单元产生的噪声。将输出噪声功率除以增益后,我们得到输入端的总等效噪声功率,将它带入电阻热噪声公式,可以得到一个温度T,它一般高于测量环境温度(通常为298K),其差值即为待测单元的等效噪声温度。

假设考察的放大器单元是一个线性系统,功率增益为A,则可以根据噪声系数的定义得到其另一种表达方式

\(NF=10\lg{\frac{\frac{P_{si}}{P_{ni}}}{\frac{P_{so}}{P_{no}}}}=10\lg{\frac{P_{no}P_{si}}{P_{ni}P_{Pso}}}=10\lg{(\frac{P_{no}}{AP_{ni}})}\)

即噪声系数表述为总输出噪声功率除以输入电阻热噪声和电路增益的乘积

噪声系数表征的局限性

1>增大输入匹配电阻的阻值,噪声系数计算值会下降,虽然输出总噪声增加了

2>噪声系数的定义对纯电抗性信号源无效

3>当电路本身贡献的噪声仅为信号源热噪声的一小部分时,计算电路的噪声系数或比较两个电路的噪声系数可能得到不精确的结果

4>在某一源阻抗下得到的噪声系数无法用来计算不同源阻抗下的电路噪声系数。因为源阻抗不同,则源电阻产生的噪声值不同,电路产生的噪声成分也有可能与源阻抗相关

运算放大器的噪声模型

同相和反向放大器的噪声模型如下(源自TI运放OPA1612 datasheet)

*作为对比,1Kohm电阻常温下的热噪声密度为\(e_n=4.07nV/\sqrt{\text{Hz}}\),100Ohm电阻的热噪声密度为\(e_n=1.29nV/\sqrt{\text{Hz}}\)

以反相放大器为例,放大倍数以\(\beta\)表示,我们有如下简化表达式,

\(E_o^2=(\beta+1)^2e_n^2+4KTR_2(\beta+1)+(i_nR_2)^2\)

考察一个放大倍数为10,100的放大器,反馈电阻R2假设为10K,运放分别选择为OPA1612,OPA827,带宽假设为20~20KHz(噪声密度数值选取1KHz值作为参考值),总输出噪声有效值分别为:

运放/放大倍数 1 10 100
OPA1612 3.54uVrms 6.72uVrms 24.1uVrms
OPA827 2.81uVrms 8.67uVrms 60uVrms
LT1028 2.93uVrms 6.32uVrms 22uVrms

依据上述噪声模型以及一些典型数据计算后有如下结论

1> 对于低阻信号源或者JFET输入型运放,低噪声运放的等效输入噪声电阻一般在数百欧姆以内,好的运放可以低至50Ohm以内

2> JFET输入运放的电流噪声成分远小于电压噪声,除非应用于输入阻抗极高或者放大倍数极高的电路,一般电流噪声成分可以忽略

晶体管噪声性能评估

和运放类似,晶体管等效噪声模型也由折合到输入端的电压和电流噪声源组成,故而晶体管的噪声系数由下述公式表示,

\(NF=10\lg{\frac{e_n^2+4KTR_s+(i_nR_s)^2}{4KTR_s}}\)

\(e_n\text{:= Noise Voltage of the Transistor referred to the input}\)

\(i_n\text{:= Noise Current of the Transistor referred to the input}\)

\(R_n\text{:= Source resistance}\)

由前述NF的另一种表述,可以看出,只要测量得到放大器单元输出端的总噪声功率(电压),以及放大器单元的增益,就可以根据源阻抗数值计算得出噪声系数。不过,要在极窄频带实现微小信号测量并非易事。通常,精确的测量晶体管的噪声系数曲线需要专业仪器才能实现。这里,我们用测量某一频带内晶体管输出总噪声的方法来评估晶体管的噪声性能

参考电路如下,

实际电路如下图所示,元器件的选择应该以最低噪声为目标。譬如电容选用钽电容,电阻选择vishay金属膜电阻,供电电源选择电池供电,整个测试设备放在多层屏蔽盒杜绝环境电磁波干扰。

忽略晶体管输出端电阻的热噪声和运放的噪声分量之后,输出端测量得到的噪声为源电阻经放大之后的热噪声分量以及晶体管贡献的噪声分量。如果将晶体管的噪声等效到输入端,我们可以得到一等效输入噪声电压。其值的大小可以用来客观的评价晶体管在指定频带内的噪声性能。以晶体管基极为输入参考点,可以求得电路的电压增益为:\(g_m*R_f=\frac{I_c}{V_t}*R_f\),将\(R_E\)置换为恒流源即可得到确定的增益。令\(I_c=1.3mA\;,R_f=10\,K\,ohm\),则总电压增益为500。由前述运放噪声表达式不难看出,在\(R_f\)一定的情况下,运放电压增益越小,电阻贡献的总热噪声越小。

测试数据

用面包板搭建了一个简单测试电路,因为使用9V层叠电池供电的关系,Rc由10K改为2.2K,Rs设为332 Ohm,静态电流设置为1mA。室温下,如果假设待测BJT的输入阻抗远大于332 Ohm,则当带宽限制为22Khz的时候,输出端总噪声由电阻贡献的分量约为133uVrms。挑选了几款音频用三极管,实际测试结果如下,

DUT型号 2SC2240GR(白字) 2SC2240GR(激光) 2SC2240BL(激光 KSC3200GR 2SC2229 2SC2705 MPSA42 KSC1845
总输出噪声 180uVrms 165uVrms 185uVrms 180uVrms 165uVrms 200uVrms 145uVrms 200uVrms

*测试条件:室温(30C),AP525,带宽:10·22.4KHz,仪器底噪+运放底噪:~5uVrms

从上述噪声测试结果得出的一些可能的推论:

  1. 同一型号管子,放大倍数越大,噪声越大。可能的原因是,在晶体管版图结构,制作工艺一致的前提下,放大倍数大的管子,基区相对掺杂浓度较低,基区扩散电阻会稍大,故而噪声较高。
  2. 相同工艺下,耐压越高的管子,噪声越小。

uPC1237 喇叭保护电路测试

最近设计功放想外加一个喇叭保护电路,额外增加一些安全性。不过搜索之后发现选择并不多,

1> 集成喇叭保护电路,广泛使用的是upc1237,不过是很老的型号,并且已经停产。

2> 自行设计喇叭保护电路,纯硬件实现的话涉及到精密全波整流电路,延时电路,滞回比较器等模块,撇开设计的复杂度,硬件的可靠性也是一个问题。纯软件实现的话可以采用工控用MCU,可靠性较好,外设资源丰富,利用多路ADC采样电压信号,软件算法分析直流成分,不过似乎已经超出了我的能力范围。

最后选的第一条路,依据datasheet设计了电路,并打样。淘宝上买了两片号称全新的upc1237,简单测试发现功能基本正常,也同时记录下测试观察到的一些现象,

1> 按照datasheet的推荐,在AC电压30Vrms左右时AC_DET电阻为18K,测试发现,在AC_IN输入3.7V的直流电压即可闭合继电器,3.6V或者以下值继电器断开。测量芯片pin4的电压,闭合/断开电压基本上符合datasheet的规定,在0.74V左右。有mV级的滞回电压。故而,如果把它仅用作AC掉电检测的话按datasheet的推荐阻值设计电路即可,如果设计目标是AC_IN低于某一值就断开喇叭的话,需要重新设计R8的阻值。经测量可以发现,在输入pin4输入电压0.74V左右时,输入电阻约为5.76K—输入电阻呈现非线性,输入电压越高时,输入电阻越低,可以推断pin4输入为一双稳态电路—可以依据此数据计算R8的阻值。不过此种设计仅可应用于AC_IN是独立绕组的情形,如果AC_IN取自功放绕组,要避免功放重载时拉低AC_IN误触发掉电保护。

2> 设计将OC_DET引脚用作过温保护,不过实际测试发现,如果在上电时刻过温保护输入为高电平信号时(温度过高),继电器会出现短暂闭合的趋势,用示波器观察继电器控制引脚发现输出电压有一个dip…

3> 开机延迟由pin7的电阻和电容决定,同时这个延迟也决定了AC_DET 引脚电压达到开启阈值到继电器闭合的时间延迟

4> 喇叭offset检测分压电阻分别为120K/120K, 88.7K的情况下,单声道输入1.5V的直流电压,芯片会在15~27S之后切断继电器,输入2.0V电压,芯片会在8s左右切断继电器。

5> pin2到地的电容有人认为是为了提高左右声道分离度。实际计算发现,在没有电容时,如果假设功放输出电阻为1Ohm,左右声道分离度可以也达到112dB….

 

Gen8 基础知识

以下内容大部分源于网络

Gen8的原配一分四就是mini-sas转四个sata,分出来的就是SATA接口,此机器明确声明不能使用SAS硬盘,只能使用SATA硬盘(自己改硬件之后当然可以用SAS)。

实际上,笼子的1、2位置是sata3,最大理论速度600MB/s;3、4是sata2,最大理论速度300MB/s;主板上的是sata5,也是sata2。
用一个2.5-3.5架子就可以将SSD固定在1号位的抽取盒中,就可以了。

安装windows server系统

方法 1> 冷启动后根据屏幕提示按F12,进入intelligent provision 安装系统,这个方法的好处是安装过程中IP会自动为系统安装驱动,如果系统在支持列表的话

方法2> 用rufus或类似软件制作启动U盘,进入BIOS修改启动顺序为U盘优先,用U盘安装系统。系统安装好之后需要在iLO界面挂载HP的SPP(HP Service Pack for ProLiant) 安装驱动,所幸基本也是一键操作。

方法3> 用iLO挂载光盘镜像,然后安装?没有试验过

tips:

  1. iLO界面需要购买license之后才能激活高级功能(advanced feature),譬如非常有用的远程桌面功能
  2. iLO提供的远程桌面最好用IE浏览器打开,chrome或者edge浏览器或许无法打开(和环境设置相关)
//this is the sample code
for(i=0;i<100;i++)
   {
    a+=i;
   }

 

 

 

 

 

通过Marking查找IC型号的一些Tips

  1. 查找芯片datasheet的传统数据库网站现在也提供了通过marking查找芯片型号以及资料的选项,如www.alldatasheet.com 选marking即可
  2. 第三方的marking数据库,如www.smdmark.com 不过数据库资料不是很齐全
  3.  https://www.ti.com/packaging/docs/partlookup.tsp TI作为芯片届的Walmart,涉足芯片领域无人能及
  4.  万能宝,在淘宝输入具体的marking信息 再打上丝印二字,可以搜索到不少芯片信息
  5.  搜索引擎输入marking信息查找

在上述地方搜索到相关资料后,还需要仔细筛选,因为很可能多个不同供应商的不同类型功能的芯片会对应同一个marking信息,这时候通过芯片尺寸封装,以及自行分析出的芯片功能信息来做进一步分析。

有时候芯片会有好几行的marking信息,分别对应型号,生产日期等,需要多次尝试才能找到正确的信息。

晶体管Hoe测量

测量共发射极组态时晶体管的Rce

  1. 2SC3423,输出阻抗约14K Ohm(@10mA)。用作VAS时最好采用共基极组态(共基极组态输出电阻约为共发射极组态的β+1倍),管子的优点是Cre很小,Vbc零偏时大约为8.5pF左右。缺点是静态工作电流超过10mA时Hfe开始下降,超过20mA时急剧下降。
  2. 2SC3421,输出电阻约为28~33K左右(@10mA),此管子缺点是Cre偏大,Vbc零偏时大约有61pF,优点是hfe在Ic超过200mA时仍保持不变
  3. 2SC2705,输出电阻约为50K Ohm(@3.4mA),由于Rce=VA/ICQ,可以推测在10mA时输出电阻约为17KOhm左右。

cadence 导入DXF文件

1. DXF文件需保存为autocad R12/R14格式,并将spline映射为2D-polyline
2. 如果是在已有的PCB设计基础上导入新的DXF信息,需要勾选incremental addition
3. 对导入的DXF闭合多边形使用Z-copy命令时碰到“Not a closed polygon or CLine”时
1> import dxf file into a unused class/subclass first
2> use Shape-Compose Shape check the options tab and select the right class/subclass for the shape (in this case, class-Board geometry, subclass-outline), then select the imported dxf data,
and you get a composed shape on the class/subclass that you just specified.
3> you might need to delete the imported dxf data afterwards.

Quad 405/606电流倾注式功率放大器浅析

电流倾注式放大器最早应用在Quad405功率放大器上,由P. J. Walkers 先生提出,宣称Class-B放大器偏置的主输出级可以达到媲美Class-A放大器的无失真输出水准。因之获得了1978年的英国女王创新奖。电流倾注式结构从此在音响发展史上占得重要一席。

不过除了早期的国都功放系列采用电流倾注式放大器结构之外,商业音响几乎很少有采用此结构的。一方面是因为专利保护,电路结构被Quad注册了专利。另一方面或许是Hi-Fi爱好者对于放大器的效率并不是很关心罢,Class-A功放带来的低失真才是消费者最关心的,至于效率就留给环保人士吧。

然而,Quad405电路结构的复杂性或许是阻碍它进一步升级改进的一个原因罢。大部分的DIY作品都是依葫芦画瓢----照搬而已,他们辛苦从库存堆里面翻出LM301A和BDY77之类的器件,试图重现当年的声音。这种方法注定很难,所谓画虎画皮难画骨----许多当年的元器件到今天已经停产,难觅踪迹;就算找齐这些器件,完全按照Quad405的电路来组装,号称100%复刻,也不过略得其皮毛。失真或许还达不到Quad405的水平----作者宣称Quad405里面的A类放大器中频失真为0.005%,整机满功率失真在0.01%以内。哪怕这些指标放到今天来看算不得特别优秀。

 

要深入了解电流倾注式放大器结构,我们可以从官方给的Quad405分析用理论电路入手。Z1~Z4四个阻抗元器件构成了一个电桥,电桥两臂之间则是电流倾注器---一对大功率输出三极管。在音频范围内,Z4的阻抗远小于Z3;而Z3上的压降应该等于Z4的压降与一个PN结压降之和。故而在大功率输出状态下,大部分的输出电流经由Z4流出。值得注意的是,图中的放大器A并不是普通的电压负反馈放大器,而属于电流负反馈放大器,它的反相输入端是一个低阻抗输入节点---对交流信号来说是接地的----这也是为什么在简化分析中,实际电路中的R16没有出现在这里的原因。从理论上来说,电流倾注式放大电路是一种结合了负反馈和前馈技术的混合电路结构。Z3支臂为前馈路径,负责将A类功放的“不失真”信号(以及误差信号)输出给负载;Z1支臂则将推挽对管的输出采样到A类放大器反相输入端,构成负反馈,Z1,Z2,Z4共同决定负反馈信号的强弱。不难看出,这个电路的电压增益是小于单位增益的,详细分析见后。

右图是Quad 405分析失真用简化电路图,Tr2~Tr4和Tr1共同构成A类放大器,R2为A节点虚拟负载电阻,值约等于Tr2基级看进去的输入电阻。B-C节点之间则是B类偏置的功率对管,也即是主要失真信号源。我们假设B-C之间的电压与输入电压Vs有以下关系式:VB-VC=k*Vs---其中k为非线性因子,则有图示的方程组。

求解这个方程组最好借助matlab,并整理其中与非线性因子k相关的各项,不难发现,其中的主要失真项在条件Z1*Z4=Z2*Z3满足的情况下将等于零。另一个事实则是,求解的源电压增益(Vo/Vs)表达式中,分子有ZL项,表明Quad功放驱动负载方式为电流驱动,非电压驱动。虽然,Quad功放的输出电阻还是很低的---输出电阻显然和输出信号大小相关---但是我们也无需担心喇叭的阻尼问题。

右图是Quad405的详细图纸,其间的频率补偿器件着实不少,R17, C7组成超前相位补偿电路?它们在电路中的作用真不太好理解;C8作为电桥的一臂,本质上来说也是密勒补偿电容的一部分。L1,R37组成输出下管的补偿电路-----准互补电路的缺点之一就是上下管频率特不一致,复合管的特征频率远低于上管。R4,R5,C2组成直流伺服电路。LM301A作为预放大级,放大倍数为15. TR2的射级为电流负反馈的馈入点,从而后级的电压增益约为3.78倍------R16虽然没有在失真分析电路中出现,但是它与R20/R21共同决定了后级的闭环增益-----这就是电流负反馈放大器的奇特之处。TR2,TR3,TR4,TR7共同构成了A类小信号放大器。

A类放大器输出级的电流由R30、R31确定,约为45mA。不过为了增大大负载下A类放大器的交流增益,设计者又通过C10引入正反馈来增大输出级的交流负载,可谓用心良苦。

上述电路的简化电路图,方便理解Quad405电路的结构。电桥的四个臂由电容,电感,两个电阻构成。虽然,电桥的电容电感都可以相应的换成电阻,但是作者巧妙选用频率器件构成电桥的两臂,对稳定电路工作起到了重要的作用。其中的电容如前所述,用作频率补偿,电感作为输出对管与负载之间的隔离---预防喇叭电缆的电容与输出对管振荡。

当我们现在再回过头审视Quad 405功放设计,我认为还存在不少缺点。首先是为了降低失真,闭环增益设置得比较低,只有3.78左右。本来用作直流伺服的LM301A还额外担负起了前置放大器的重任。C9,C11似乎被用作超前补偿电容?不难看出,当频率较高时,C9,C11能提供额外的电流到输出级,部分补偿了A类放大器在高频段的增益下降,于传递函数而言,则是在系统传输函数上增加了两个零点。自然,准互补对管也是那个时代无奈的选择,如果今天要重新复刻Quad405,大可选用具备良好配对性能的音频对管。

熟悉了Quad405之后,自然不难理解Quad606的设计,它可以看做Quad405的升级版。而且,Quad606更加直截了当的电桥式结构也让我们理解它变得更容易。T1位输入缓冲级,不具备电压增益。T3 T2作为共射共基结构组成了宽频带的高输出阻抗的放大级,并且,电流负反馈信号从T3的发射极注入。T5~T7构成了所谓的A类放大器。其余就是标准的准互补输出级以及电流倾注式电路特有的输出电桥。IC1为直流伺服IC。

我们首先将重点放在Quad606的电路结构如何能抵消B类放大器的失真上。首先画出右图所示的简化电路图,并假设A类放大器为纯粹的电流放大器,输入参量为电流,输出参量也为电流。运用matlab求解方程组后提取与非线性因子相关的k项,不难发现当条件Z1*Z4==Z2*Z3时,占主导作用的失真项将等于零----并且A类放大器电流增益β越大,残留失真越小。

要理解Quad606的频率补偿原理,我们首先从分析A类放大器各级的频率特性开始。从电路不难看出,T1为共集电极接法,并且不在反馈环路内,并不影响系统稳定性。T3对输入信号来说是共发射极接法,而对反馈信号来说是共基级接法,频率特性极好。T2为典型的共基级接法,作为T3的负载,进一步展宽了T3的频响,而且共基级电路的高输出阻抗有益于提高后级电路增益。T5作为共集电极电路,理应具备极宽的频率响应才是,不过在这里它的信号源是一个电流源!导致它的-3dB频率点约为fβ----晶体管的共发射极截止频率。这也正是电路设计者选择在这一级做主极点补偿的原因,R8 C4构成主极点补偿网络。补偿之后的极点约为1/(2*π*Gm*Re*R'be*C4)----其中Gm为T5跨导,Re为等效发射极电阻(约等于R14并上T6基极输入电阻)。详细的分析见右图,不过更简洁的分析方法是先将T5的输入回路单独等效出来,不难发现,等效之后的输入回路时间常数没有改变,不过电阻阻值增大了Gm*Re倍,电容则减小了同等倍数。

 

这里不得不提到的是设计者在设计此电路时的各种考量。为了尽可能利用电源电压,增大输出信号摆幅,T7的发射极并未接发射极电阻(忽略共享的0.05 Ohm共享电阻),T7的静态电流约为53mA(由R16,R17阻值以及电源电压决定),发射极电阻上的压降会限制输出电压摆幅。而为了提高此A类放大器的增益,T5的基极输入阻抗又应该越高越好,所以R14取为3.3K,并且T6的发射极也串接了330 Ohm的电阻。这样子就使得T5管的静态电流只有不到400uA---晶体管的特征频率在静态电流低的时候会随之急剧下降。不过既然要在这一级做主极点补偿,这一损失倒也显得无足轻重了。

T6级输入为T5级的输出---共集电极电路的低输出阻抗(在这里约为3.3k,不是特别低),并且为共集电极组态,故而这一级的极点频率较高。

T7级为共发射极组态,由于Miller效应影响,极点频率主要取决于Cob以及这一级电压增益的大小----它的极点频率实际上接近于补偿之前的第一级放大器的极点频率fβ----所以有必要针对这一级做频率补偿。设计者巧妙利用负反馈电路反馈支路可以引入一低频零点的特性---使用C8和R24构成的零点补偿了输出级的低频极点。