低噪声晶体管噪声系数及测量

噪声系数(noise figure, Harald T. Friis introduced in 1944)经常用来衡量低噪声放大器(LNA)或者输入级晶体管的噪声性能,其定义如下:

\(Noise Figure(NF) =10\lg{\frac{\frac{P_{si}}{P_{ni}}}{\frac{P_{so}}{P_{no}}}}\)

等于输入信噪比除以输出信噪比的对数,单位为dB,故而如果是功率比值,前面乘以系数10,如果是电压比值,乘以20

其实,最开始时候是噪声因子(noise factor)的概念 (Introduced in 1942 by Dwight O. North)

 \(Noise Factor(N) =\frac{\frac{P_{si}}{P_{ni}}}{\frac{P_{so}}{P_{no}}}\)

热噪声,由于导体/导电媒介中载流子的不规则热运动导致的宏观电压波动,其值和绝对温度,测量带宽,和阻值相关

\(V_{no}=\sqrt{4KTRB}\)    

\(K: Boltzmann\;Constant =1.38×10^{-23}\)  K: 绝对温度(K) B:测量带宽(Hz)

在射频系统中,输入输出匹配通常以最大功率传输原则来设计,即后级的输入阻抗为前级输出阻抗的共轭复数,考虑纯电阻情形,则最大功率传输条件下,负载阻抗等于前级输出阻抗。满足此条件时,任意源电阻产生的热噪声电压在负载上的理论功率为

\(P=KTB\)

其值与源电阻阻值无关,而仅与绝对温度相关。故而,在相同带宽下,任意噪声源(或电路单元)可抽象出一个值:等效噪声温度。考察一个功率增益为A的待测单元,在接入匹配的输入电阻之后,在输出端测量其总噪声输出,输出包含两部分,一部分为源匹配电阻热噪声经电路放大后的输出,另一部分为待测单元产生的噪声。将输出噪声功率除以增益后,我们得到输入端的总等效噪声功率,将它带入电阻热噪声公式,可以得到一个温度T,它一般高于测量环境温度(通常为298K),其差值即为待测单元的等效噪声温度。

假设考察的放大器单元是一个线性系统,功率增益为A,则可以根据噪声系数的定义得到其另一种表达方式

\(NF=10\lg{\frac{\frac{P_{si}}{P_{ni}}}{\frac{P_{so}}{P_{no}}}}=10\lg{\frac{P_{no}P_{si}}{P_{ni}P_{Pso}}}=10\lg{(\frac{P_{no}}{AP_{ni}})}\)

即噪声系数表述为总输出噪声功率除以输入电阻热噪声和电路增益的乘积

噪声系数表征的局限性

1>增大输入匹配电阻的阻值,噪声系数计算值会下降,虽然输出总噪声增加了

2>噪声系数的定义对纯电抗性信号源无效

3>当电路本身贡献的噪声仅为信号源热噪声的一小部分时,计算电路的噪声系数或比较两个电路的噪声系数可能得到不精确的结果

4>在某一源阻抗下得到的噪声系数无法用来计算不同源阻抗下的电路噪声系数。因为源阻抗不同,则源电阻产生的噪声值不同,电路产生的噪声成分也有可能与源阻抗相关

运算放大器的噪声模型

同相和反向放大器的噪声模型如下(源自TI运放OPA1612 datasheet)

*作为对比,1Kohm电阻常温下的热噪声密度为\(e_n=4.07nV/\sqrt{\text{Hz}}\),100Ohm电阻的热噪声密度为\(e_n=1.29nV/\sqrt{\text{Hz}}\)

以反相放大器为例,放大倍数以\(\beta\)表示,我们有如下简化表达式,

\(E_o=(\beta+1)^2e_n^2+4KTR_2(\beta+1)+(i_nR_2)^2\)

考察一个放大倍数为10,100的放大器,反馈电阻R2假设为10K,运放分别选择为OPA1612,OPA827,带宽假设为20~20KHz(噪声密度数值选取1KHz值作为参考值),总输出噪声有效值分别为:

运放/放大倍数 1 10 100
OPA1612 3.54uVrms 6.72uVrms 24.1uVrms
OPA827 2.81uVrms 8.67uVrms 60uVrms

依据上述噪声模型以及一些典型数据计算后有如下结论

1> 对于低阻信号源或者JFET输入型运放,低噪声运放的等效输入噪声电阻一般在数百欧姆以内,好的运放可以低至50Ohm以内

2> JFET输入运放的电流噪声成分远小于电压噪声,除非应用于输入阻抗极高或者放大倍数极高的电路,一般电流噪声成分可以忽略

晶体管噪声性能评估

和运放类似,晶体管等效噪声模型也由折合到输入端的电压和电流噪声源组成,故而晶体管的噪声系数由下述公式表示,

\(NF=10\lg{\frac{e_n^2+4KTR_s+(i_nR_s)^2}{4KTR_s}}\)

\(e_n\text{:= Noise Voltage of the Transistor referred to the input}\)

\(i_n\text{:= Noise Current of the Transistor referred to the input}\)

\(R_n\text{:= Source resistance}\)

由前述NF的另一种表述,可以看出,只要测量得到放大器单元输出端的总噪声功率(电压),以及放大器单元的增益,就可以根据源阻抗数值计算得出噪声系数。不过,要在极窄频带实现微小信号测量并非易事。通常,精确的测量晶体管的噪声系数曲线需要专业仪器才能实现。这里,我们用测量某一频带内晶体管输出总噪声的方法来评估晶体管的噪声性能

参考电路如下,

实际电路如下图所示,元器件的选择应该以最低噪声为目标。譬如电容选用钽电容,电阻选择vishay金属膜电阻,供电电源选择电池供电,整个测试设备放在多层屏蔽盒杜绝环境电磁波干扰。

忽略晶体管输出端电阻的热噪声和运放的噪声分量之后,输出端测量得到的噪声为源电阻经放大之后的热噪声分量以及晶体管贡献的噪声分量。如果将晶体管的噪声等效到输入端,我们可以得到一等效输入噪声电压。其值的大小可以用来客观的评价晶体管在指定频带内的噪声性能。以晶体管基极为输入参考点,可以求得电路的电压增益为:\(g_m*R_f=\frac{I_c}{V_t}*R_f\),将\(R_E\)置换为恒流源即可得到确定的增益。令\(I_c=1.3mA\;,R_f=10\,K\,ohm\),则总电压增益为500。由前述运放噪声表达式不难看出,在\(R_f\)一定的情况下,运放电压增益越小,电阻贡献的总热噪声越小。

uPC1237 喇叭保护电路测试

最近设计功放想外加一个喇叭保护电路,额外增加一些安全性。不过搜索之后发现选择并不多,

1> 集成喇叭保护电路,广泛使用的是upc1237,不过是很老的型号,并且已经停产。

2> 自行设计喇叭保护电路,纯硬件实现的话涉及到精密全波整流电路,延时电路,滞回比较器等模块,撇开设计的复杂度,硬件的可靠性也是一个问题。纯软件实现的话可以采用工控用MCU,可靠性较好,外设资源丰富,利用多路ADC采样电压信号,软件算法分析直流成分,不过似乎已经超出了我的能力范围。

最后选的第一条路,依据datasheet设计了电路,并打样。淘宝上买了两片号称全新的upc1237,简单测试发现功能基本正常,也同时记录下测试观察到的一些现象,

1> 按照datasheet的推荐,在AC电压30Vrms左右时AC_DET电阻为18K,测试发现,在AC_IN输入3.7V的直流电压即可闭合继电器,3.6V或者以下值继电器断开。测量芯片pin4的电压,闭合/断开电压基本上符合datasheet的规定,在0.74V左右。有mV级的滞回电压。故而,如果把它仅用作AC掉电检测的话按datasheet的推荐阻值设计电路即可,如果设计目标是AC_IN低于某一值就断开喇叭的话,需要重新设计R8的阻值。经测量可以发现,在输入pin4输入电压0.74V左右时,输入电阻约为5.76K—输入电阻呈现非线性,输入电压越高时,输入电阻越低,可以推断pin4输入为一双稳态电路—可以依据此数据计算R8的阻值。不过此种设计仅可应用于AC_IN是独立绕组的情形,如果AC_IN取自功放绕组,要避免功放重载时拉低AC_IN误触发掉电保护。

2> 设计将OC_DET引脚用作过温保护,不过实际测试发现,如果在上电时刻过温保护输入为高电平信号时(温度过高),继电器会出现短暂闭合的趋势,用示波器观察继电器控制引脚发现输出电压有一个dip…

3> 开机延迟由pin7的电阻和电容决定,同时这个延迟也决定了AC_DET 引脚电压达到开启阈值到继电器闭合的时间延迟

4> 喇叭offset检测分压电阻分别为120K/120K, 88.7K的情况下,单声道输入1.5V的直流电压,芯片会在15~27S之后切断继电器,输入2.0V电压,芯片会在8s左右切断继电器。

5> pin2到地的电容有人认为是为了提高左右声道分离度。实际计算发现,在没有电容时,如果假设功放输出电阻为1Ohm,左右声道分离度可以也达到112dB….

 

Gen8 基础知识

以下内容大部分源于网络

Gen8的原配一分四就是mini-sas转四个sata,分出来的就是SATA接口,此机器明确声明不能使用SAS硬盘,只能使用SATA硬盘(自己改硬件之后当然可以用SAS)。

实际上,笼子的1、2位置是sata3,最大理论速度600MB/s;3、4是sata2,最大理论速度300MB/s;主板上的是sata5,也是sata2。
用一个2.5-3.5架子就可以将SSD固定在1号位的抽取盒中,就可以了。

安装windows server系统

方法 1> 冷启动后根据屏幕提示按F12,进入intelligent provision 安装系统,这个方法的好处是安装过程中IP会自动为系统安装驱动,如果系统在支持列表的话

方法2> 用rufus或类似软件制作启动U盘,进入BIOS修改启动顺序为U盘优先,用U盘安装系统。系统安装好之后需要在iLO界面挂载HP的SPP(HP Service Pack for ProLiant) 安装驱动,所幸基本也是一键操作。

方法3> 用iLO挂载光盘镜像,然后安装?没有试验过

tips:

  1. iLO界面需要购买license之后才能激活高级功能(advanced feature),譬如非常有用的远程桌面功能
  2. iLO提供的远程桌面最好用IE浏览器打开,chrome或者edge浏览器或许无法打开(和环境设置相关)
//this is the sample code
for(i=0;i<100;i++)
   {
    a+=i;
   }

 

 

 

 

 

通过Marking查找IC型号的一些Tips

  1. 查找芯片datasheet的传统数据库网站现在也提供了通过marking查找芯片型号以及资料的选项,如www.alldatasheet.com 选marking即可
  2. 第三方的marking数据库,如www.smdmark.com 不过数据库资料不是很齐全
  3.  https://www.ti.com/packaging/docs/partlookup.tsp TI作为芯片届的Walmart,涉足芯片领域无人能及
  4.  万能宝,在淘宝输入具体的marking信息 再打上丝印二字,可以搜索到不少芯片信息
  5.  搜索引擎输入marking信息查找

在上述地方搜索到相关资料后,还需要仔细筛选,因为很可能多个不同供应商的不同类型功能的芯片会对应同一个marking信息,这时候通过芯片尺寸封装,以及自行分析出的芯片功能信息来做进一步分析。

有时候芯片会有好几行的marking信息,分别对应型号,生产日期等,需要多次尝试才能找到正确的信息。

晶体管Hoe测量

测量共发射极组态时晶体管的Rce

  1. 2SC3423,输出阻抗约14K Ohm(@10mA)。用作VAS时最好采用共基极组态(共基极组态输出电阻约为共发射极组态的β+1倍),管子的优点是Cre很小,Vbc零偏时大约为8.5pF左右。缺点是静态工作电流超过10mA时Hfe开始下降,超过20mA时急剧下降。
  2. 2SC3421,输出电阻约为28~33K左右(@10mA),此管子缺点是Cre偏大,Vbc零偏时大约有61pF,优点是hfe在Ic超过200mA时仍保持不变
  3. 2SC2705,输出电阻约为50K Ohm(@3.4mA),由于Rce=VA/ICQ,可以推测在10mA时输出电阻约为17KOhm左右。

cadence 导入DXF文件

1. DXF文件需保存为autocad R12/R14格式,并将spline映射为2D-polyline
2. 如果是在已有的PCB设计基础上导入新的DXF信息,需要勾选incremental addition
3. 对导入的DXF闭合多边形使用Z-copy命令时碰到“Not a closed polygon or CLine”时
1> import dxf file into a unused class/subclass first
2> use Shape-Compose Shape check the options tab and select the right class/subclass for the shape (in this case, class-Board geometry, subclass-outline), then select the imported dxf data,
and you get a composed shape on the class/subclass that you just specified.
3> you might need to delete the imported dxf data afterwards.

Quad 405/606电流倾注式功率放大器浅析

电流倾注式放大器最早应用在Quad405功率放大器上,由P. J. Walkers 先生提出,宣称Class-B放大器偏置的主输出级可以达到媲美Class-A放大器的无失真输出水准。因之获得了1978年的英国女王创新奖。电流倾注式结构从此在音响发展史上占得重要一席。

不过除了早期的国都功放系列采用电流倾注式放大器结构之外,商业音响几乎很少有采用此结构的。一方面是因为专利保护,电路结构被Quad注册了专利。另一方面或许是Hi-Fi爱好者对于放大器的效率并不是很关心罢,Class-A功放带来的低失真才是消费者最关心的,至于效率就留给环保人士吧。

然而,Quad405电路结构的复杂性或许是阻碍它进一步升级改进的一个原因罢。大部分的DIY作品都是依葫芦画瓢----照搬而已,他们辛苦从库存堆里面翻出LM301A和BDY77之类的器件,试图重现当年的声音。这种方法注定很难,所谓画虎画皮难画骨----许多当年的元器件到今天已经停产,难觅踪迹;就算找齐这些器件,完全按照Quad405的电路来组装,号称100%复刻,也不过略得其皮毛。失真或许还达不到Quad405的水平----作者宣称Quad405里面的A类放大器中频失真为0.005%,整机满功率失真在0.01%以内。哪怕这些指标放到今天来看算不得特别优秀。

 

要深入了解电流倾注式放大器结构,我们可以从官方给的Quad405分析用理论电路入手。Z1~Z4四个阻抗元器件构成了一个电桥,电桥两臂之间则是电流倾注器---一对大功率输出三极管。在音频范围内,Z4的阻抗远小于Z3;而Z3上的压降应该等于Z4的压降与一个PN结压降之和。故而在大功率输出状态下,大部分的输出电流经由Z4流出。值得注意的是,图中的放大器A并不是普通的电压负反馈放大器,而属于电流负反馈放大器,它的反相输入端是一个低阻抗输入节点---对交流信号来说是接地的----这也是为什么在简化分析中,实际电路中的R16没有出现在这里的原因。从理论上来说,电流倾注式放大电路是一种结合了负反馈和前馈技术的混合电路结构。Z3支臂为前馈路径,负责将A类功放的“不失真”信号(以及误差信号)输出给负载;Z1支臂则将推挽对管的输出采样到A类放大器反相输入端,构成负反馈,Z1,Z2,Z4共同决定负反馈信号的强弱。不难看出,这个电路的电压增益是小于单位增益的,详细分析见后。

右图是Quad 405分析失真用简化电路图,Tr2~Tr4和Tr1共同构成A类放大器,R2为A节点虚拟负载电阻,值约等于Tr2基级看进去的输入电阻。B-C节点之间则是B类偏置的功率对管,也即是主要失真信号源。我们假设B-C之间的电压与输入电压Vs有以下关系式:VB-VC=k*Vs---其中k为非线性因子,则有图示的方程组。

求解这个方程组最好借助matlab,并整理其中与非线性因子k相关的各项,不难发现,其中的主要失真项在条件Z1*Z4=Z2*Z3满足的情况下将等于零。另一个事实则是,求解的源电压增益(Vo/Vs)表达式中,分子有ZL项,表明Quad功放驱动负载方式为电流驱动,非电压驱动。虽然,Quad功放的输出电阻还是很低的---输出电阻显然和输出信号大小相关---但是我们也无需担心喇叭的阻尼问题。

右图是Quad405的详细图纸,其间的频率补偿器件着实不少,R17, C7组成超前相位补偿电路?它们在电路中的作用真不太好理解;C8作为电桥的一臂,本质上来说也是密勒补偿电容的一部分。L1,R37组成输出下管的补偿电路-----准互补电路的缺点之一就是上下管频率特不一致,复合管的特征频率远低于上管。R4,R5,C2组成直流伺服电路。LM301A作为预放大级,放大倍数为15. TR2的射级为电流负反馈的馈入点,从而后级的电压增益约为3.78倍------R16虽然没有在失真分析电路中出现,但是它与R20/R21共同决定了后级的闭环增益-----这就是电流负反馈放大器的奇特之处。TR2,TR3,TR4,TR7共同构成了A类小信号放大器。

A类放大器输出级的电流由R30、R31确定,约为45mA。不过为了增大大负载下A类放大器的交流增益,设计者又通过C10引入正反馈来增大输出级的交流负载,可谓用心良苦。

上述电路的简化电路图,方便理解Quad405电路的结构。电桥的四个臂由电容,电感,两个电阻构成。虽然,电桥的电容电感都可以相应的换成电阻,但是作者巧妙选用频率器件构成电桥的两臂,对稳定电路工作起到了重要的作用。其中的电容如前所述,用作频率补偿,电感作为输出对管与负载之间的隔离---预防喇叭电缆的电容与输出对管振荡。

当我们现在再回过头审视Quad 405功放设计,我认为还存在不少缺点。首先是为了降低失真,闭环增益设置得比较低,只有3.78左右。本来用作直流伺服的LM301A还额外担负起了前置放大器的重任。C9,C11似乎被用作超前补偿电容?不难看出,当频率较高时,C9,C11能提供额外的电流到输出级,部分补偿了A类放大器在高频段的增益下降,于传递函数而言,则是在系统传输函数上增加了两个零点。自然,准互补对管也是那个时代无奈的选择,如果今天要重新复刻Quad405,大可选用具备良好配对性能的音频对管。

熟悉了Quad405之后,自然不难理解Quad606的设计,它可以看做Quad405的升级版。而且,Quad606更加直截了当的电桥式结构也让我们理解它变得更容易。T1位输入缓冲级,不具备电压增益。T3 T2作为共射共基结构组成了宽频带的高输出阻抗的放大级,并且,电流负反馈信号从T3的发射极注入。T5~T7构成了所谓的A类放大器。其余就是标准的准互补输出级以及电流倾注式电路特有的输出电桥。IC1为直流伺服IC。

我们首先将重点放在Quad606的电路结构如何能抵消B类放大器的失真上。首先画出右图所示的简化电路图,并假设A类放大器为纯粹的电流放大器,输入参量为电流,输出参量也为电流。运用matlab求解方程组后提取与非线性因子相关的k项,不难发现当条件Z1*Z4==Z2*Z3时,占主导作用的失真项将等于零----并且A类放大器电流增益β越大,残留失真越小。

要理解Quad606的频率补偿原理,我们首先从分析A类放大器各级的频率特性开始。从电路不难看出,T1为共集电极接法,并且不在反馈环路内,并不影响系统稳定性。T3对输入信号来说是共发射极接法,而对反馈信号来说是共基级接法,频率特性极好。T2为典型的共基级接法,作为T3的负载,进一步展宽了T3的频响,而且共基级电路的高输出阻抗有益于提高后级电路增益。T5作为共集电极电路,理应具备极宽的频率响应才是,不过在这里它的信号源是一个电流源!导致它的-3dB频率点约为fβ----晶体管的共发射极截止频率。这也正是电路设计者选择在这一级做主极点补偿的原因,R8 C4构成主极点补偿网络。补偿之后的极点约为1/(2*π*Gm*Re*R'be*C4)----其中Gm为T5跨导,Re为等效发射极电阻(约等于R14并上T6基极输入电阻)。详细的分析见右图,不过更简洁的分析方法是先将T5的输入回路单独等效出来,不难发现,等效之后的输入回路时间常数没有改变,不过电阻阻值增大了Gm*Re倍,电容则减小了同等倍数。

 

这里不得不提到的是设计者在设计此电路时的各种考量。为了尽可能利用电源电压,增大输出信号摆幅,T7的发射极并未接发射极电阻(忽略共享的0.05 Ohm共享电阻),T7的静态电流约为53mA(由R16,R17阻值以及电源电压决定),发射极电阻上的压降会限制输出电压摆幅。而为了提高此A类放大器的增益,T5的基极输入阻抗又应该越高越好,所以R14取为3.3K,并且T6的发射极也串接了330 Ohm的电阻。这样子就使得T5管的静态电流只有不到400uA---晶体管的特征频率在静态电流低的时候会随之急剧下降。不过既然要在这一级做主极点补偿,这一损失倒也显得无足轻重了。

T6级输入为T5级的输出---共集电极电路的低输出阻抗(在这里约为3.3k,不是特别低),并且为共集电极组态,故而这一级的极点频率较高。

T7级为共发射极组态,由于Miller效应影响,极点频率主要取决于Cob以及这一级电压增益的大小----它的极点频率实际上接近于补偿之前的第一级放大器的极点频率fβ----所以有必要针对这一级做频率补偿。设计者巧妙利用负反馈电路反馈支路可以引入一低频零点的特性---使用C8和R24构成的零点补偿了输出级的低频极点。

John Linsley-Hood 1996电路简析

John Linsley-Hood 在1969年发表了他的手焊功放--JLH1969,无意间也创造了一款恐怕是流传时间最长的晶体管功放。其时,音响界正值电子管到晶体管过渡的年代,人们依然沉浸于电子管的靡靡之音中,却苦于晶体管电路没法提供类似于电子管功放的音色。JLH的电路则在满足人们音色取向的同时--JLH先生认为它的音色几乎和威廉姆逊放大器一样,用晶体管替代了笨重的电子管,自然也摒弃了结构复杂的输出变压器--JLH宣称制作成本仅为同输出功率电子管功放的十分之一。要知道彼时晶体管还是新鲜玩意儿,自然价格不菲。今天制作一款JLH电路的成本应该不足同输出功率电子管功放的百分之一到千分之一。

沉迷于电子管音色的音响爱好者自然对JLH1969电路念念不忘,DIY作品也是层出不穷,殊不知JLH先生在1996年看到大家对它的1969电路如此热爱时,也适时更新了它的电路,这就是JLH1996。简单说,它是1969电路的升级版,或者说现代版--取消了输出耦合电容,电路由OTL变成了OCL;供电自然也改成正负双电源供电;升级部分停产晶体管型号为新型晶体管;升级了稳压滤波电路以及静态电流调节电路。

电路如右:

JLH-1996与1969电路在工作原理上保持一致,Tr4作为输入级,为基本共射放大器组态。集电极的输出耦合到Tr3作二级放大。这里,对于输出管Tr1来说,Tr3相当于共集电极组态;而对于输出管Tr2来说,Tr3相当于共发射极组态。两种组态的区别是频率传输特性不同。从二级放大器Tr3的结构不难看出电子管放大电路的影子--电子管分相器,将一路输入信号分成大小相等,相位相反的两路信号。这也不难理解,JLH所处的时代正是电子管放大器鼎盛时期。

输出级也不同于现今的全互补(准互补)结构,两个NPN晶体管分别做共射,共集组态而构成输出级。或许是时代的限制,让JLH只能选择NPN管作为对管组成输出级,又或许是JLH先生有意为之。无论如何,这个特殊的输出级结构造就了JLH电路特殊的电子管音色--它的失真集中在二次谐波失真上,其余奇次谐波几乎不可见。

要深入理解JLH1996电路,可以先从电压放大级(VAS)入手,即Tr3。它的型号为2N1711,属于比较古老的晶体管了,从参数可以看出,它的Hre(反向电压传输系数)和Hoe并不是很小--至少在JLH电路分析中,完全忽略这两个参数是不合理的。按照右图的参数,在2N1711集电极接恒流源时(近似集电极交流负载为无穷大,等效于JLH输出端未接喇叭),它的最大电压放大倍数约为740. Pspice仿真的结果则为4000左右--根据公式,2N1711在静态电流为20.36mA时,hoe约为2.06K,而Pspice仿真结果显示2N1711 hoe约为5.44K,不过似乎Pspice完全忽略了Hre的存在。在集电极负载为1.6K时(等效于JLH输出端接8欧姆喇叭),中频放大倍数约为650倍。Pspice仿真结果显示918倍。

再来看频率特性,Tr3输出分为两路,Tr1的输出取自Tr3发射极,此路信号的-3dB带宽很宽,主极点由Tr1决定;第二路由Tr3的集电极取出,此路信号的-3dB带宽Pspice显示为105KHz。如果用解方程组的方法求信号传递函数的话会发现,Miller法则在这里是可行的(Rbe||Rs>>1, gm*Rc*Cc>>Cbe)--电路传递函数为两极点一零点结构,主极点和第二极点距离很远,零点不幸在右半平面,不过好在频率很高(w=gm/Cc)。计算显示主极点频率约为30KHz。类似的法则用于Tr1,可以求出Tr1的主极点频率。进一步,若要两路输出信号的频率响应基本一致,则要求输出管的集电结电容约等于VAS级集电结电容乘以它的电流放大系数。

有了上面的基础,我们可以进一步分析电路的闭环特性。不难看出,JLH电路采用的是电流负反馈结构--与普通的电压负反馈不同的是,电流负反馈的带宽与反馈电阻R8的取值有关。简化的分析电路如右图,Tr4的集电极电流注入复阻抗Ts,它其实就是Tr3的等效输入阻抗---其中容性部分主要由单向化后的Miller电容构成。复阻抗的电压经Tr3放大之后由Tr2缓冲输出,即Vo。结果很简洁也很让人意外,放大器的带宽跟负载无关,也和Tr3,Tr2的电流放大倍数无关,仅仅取决于R8的阻值和Tr3集电结电容的容值!当然前提是上述的主极点假设成立。

有不少音响爱好者在复刻JLH电路时会出现振荡的现象,原因之一就是Tr3(或者Tr1,查阅目前大功率音频输出管的规格书,Tr1的Cob一般不会太小,约500pF左右)的Cob太小,不足以构成主极点--与其它的高频极点距离太近,导致相位幅度条件不满足。解决方法有二,按比例增大R8,R6阻值--增大阻值会导致电路开环增益降低,可能导致失真变大;或者在Tr3以及Tr1 C-B极之间并联补偿电容,自然,也可以在输出点和Tr3基极之间串入一补偿电容。

JLH先生在1969电路里提到,Tr1, Tr2, Tr3构成的回路内部存在负反馈,有助于提高输出的线性度。不过JLH先生并没有详细解释这种内部反馈机制。具体分析见右,这种结构的输出级相比于更现代的互补对管输出级,在线性度上其实还是挺优秀的。首先,输出对管无需配对,Tr1 Tr2的电流放大倍数不需要严格相等。其次在接近输出削波之前,输出都保持良好的线性度。

基于互补对管的输出级结构,只有严格配对,并工作在纯甲类状态下,才能保持良好的输出线性度---如果工作在甲乙类,它的开环线性度会很差,大都需要深度负反馈来改善闭环特性。这也是为什么现代的功放设计普遍采用超高电压增益的VAS级和输入级的原因。

超级稳压器噪声性能测量

最近想用LM317 联合LM7815做一款性能型稳压器,电路如右,

LM317作为前置稳压器,与一般的二级稳压电路不同的是,它的参考地是输出电压。从而第二级的稳压器两端的电压近似不变--输出电压因为负载的变动直接耦合到前置稳压器,提高了整个电路的性能。

先来看看业界标杆Linear的LT317的表现,

LT317 0mA loading FFT-AC coupled to AP

LT317 200mA loading FFT - 90KHz BW

LT317 200mA loading RMS Noise - 90KHz BW

电路用NS的LM317和NS的二手LM7815搭建,

Super Regulator 0mA Loading FFT

Super Regulator 200mA Loading FFT - 90KHz BW

Super Regulator 200mA Loading RMS Noise - 90KHz BW

单独用LM7815的表现,

LM7815 200mA Loading FFT

LM7815 200mA Loading RMS Noise 90KHz BW

其实,NS的LM317似乎比Linear的LT317在PSRR上稍胜一筹,

LM317(NS) 0mA Loading FFT

LM317(NS) 200mA Loading FFT

LM317(NS) 200mA Loading RMS Noise 90KHz BW

电源输入端使用的一个小功率变压器(8VA)桥式整流后1000uF电容滤波

LM3886 MUTE引脚功能浅析

LM3886的官方spec对Mute引脚的功能做了详细描述,指出当mute引脚外接电路使得流出Mute引脚的电流大于0.5mA时,电路处于unmute状态,否则芯片会随着电流的减小进入mute状态。同时它也给出了下拉电阻RM的计算公式RM = (|VEE| − 2.6V)/I8

结合简化的芯片内部等效电路图,不难理解当有0.5mA电流流过Mute引脚时,Mute引脚对地电压约等于三个PN结压降加上1K电阻上的压降:0.7*3+0.5*1 =2.6V。故而正常工作时Mute引脚对地电压约为-2.6V. 注意图中容易误导后学的地方,MUTE下面的GND并不是暗示你可以把Mute引脚下拉到地。

再来看mute引脚电流对信号的衰减曲线图,当Mute电流小于0.3mA时,信号开始衰减,到0.01mA时,衰减值达到90dB左右,

 

如何设计Mute电路呢,最简单的方法,如果不需要mute功能,直接接一合适阻值的电阻到负电源即可,如下

更稳妥的做法是加一个电容在Mute引脚和地之间,可以比较有效的预防开关机pop声以及开关Mute功能时音量的突然出现,消失。

上图中,假设开关S1始终闭合,在上电时刻,Mute引脚(8)电压为零,随后电源电压V+/-迅速上升,负电源V-通过RM对CM缓慢充电,Mute引脚电压缓慢下降,达到约-2.0V时电流开始从Mute引脚流出(而不仅仅是CM的充电电流流过RM),此时LM3886增益衰减从约负无穷回升到零。电路完成了软启动。在这里我们假设开机时电源的上升速度远快于由RM CM决定的时间常数。

在关机时刻,无论V-下降速度,流过RM的电流会随着|V-|减小而减小,但CM会试图维持Mute引脚的电压在-2.6V,从而流出Mute引脚的电流基本保持不变。当|V-|开始小于2.6V时,CM继续通过Mute引脚内部电路放电,时间常数由CM以及Mute引脚内置电路等效电阻决定(1K电阻加上三个PN结的串联等效电阻)。可以看出,关机时Mute电路并没有很快时间发挥作用,所以有人提出了如下的改进电路,

加入的齐纳二极管D1确保|V-|小于约18V后流出Mute引脚的电流为零,提前使LM3886进入Mute状态。不好的地方是,D1的噪声多少会进入放大环节,影响芯片信噪比。更好的解决方法是加一个电源电压监测电路,在|V-|小于某一值时断开开关S1,使LM3886进入Mute状态。