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Quad 405/606电流倾注式功率放大器浅析


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电流倾注式放大器最早应用在Quad405功率放大器上,由P. J. Walkers 先生提出,宣称Class-B放大器偏置的主输出级可以达到媲美Class-A放大器的无失真输出水准。因之获得了1978年的英国女王创新奖。电流倾注式结构从此在音响发展史上占得重要一席。

不过除了早期的国都功放系列采用电流倾注式放大器结构之外,商业音响几乎很少有采用此结构的。一方面是因为专利保护,电路结构被Quad注册了专利。另一方面或许是Hi-Fi爱好者对于放大器的效率并不是很关心罢,Class-A功放带来的低失真才是消费者最关心的,至于效率就留给环保人士吧。

然而,Quad405电路结构的复杂性或许是阻碍它进一步升级改进的一个原因罢。大部分的DIY作品都是依葫芦画瓢----照搬而已,他们辛苦从库存堆里面翻出LM301A和BDY77之类的器件,试图重现当年的声音。这种方法注定很难,所谓画虎画皮难画骨----许多当年的元器件到今天已经停产,难觅踪迹;就算找齐这些器件,完全按照Quad405的电路来组装,号称100%复刻,也不过略得其皮毛。失真或许还达不到Quad405的水平----作者宣称Quad405里面的A类放大器中频失真为0.005%,整机满功率失真在0.01%以内。哪怕这些指标放到今天来看算不得特别优秀。

 


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要深入了解电流倾注式放大器结构,我们可以从官方给的Quad405分析用理论电路入手。Z1~Z4四个阻抗元器件构成了一个电桥,电桥两臂之间则是电流倾注器---一对大功率输出三极管。在音频范围内,Z4的阻抗远小于Z3;而Z3上的压降应该等于Z4的压降与一个PN结压降之和。故而在大功率输出状态下,大部分的输出电流经由Z4流出。值得注意的是,图中的放大器A并不是普通的电压负反馈放大器,而属于电流负反馈放大器,它的反相输入端是一个低阻抗输入节点---对交流信号来说是接地的----这也是为什么在简化分析中,实际电路中的R16没有出现在这里的原因。从理论上来说,电流倾注式放大电路是一种结合了负反馈和前馈技术的混合电路结构。Z3支臂为前馈路径,负责将A类功放的“不失真”信号(以及误差信号)输出给负载;Z1支臂则将推挽对管的输出采样到A类放大器反相输入端,构成负反馈,Z1,Z2,Z4共同决定负反馈信号的强弱。不难看出,这个电路的电压增益是小于单位增益的,详细分析见后。


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右图是Quad 405分析失真用简化电路图,Tr2~Tr4和Tr1共同构成A类放大器,R2为A节点虚拟负载电阻,值约等于Tr2基级看进去的输入电阻。B-C节点之间则是B类偏置的功率对管,也即是主要失真信号源。我们假设B-C之间的电压与输入电压Vs有以下关系式:VB-VC=k*Vs---其中k为非线性因子,则有图示的方程组。


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求解这个方程组最好借助matlab,并整理其中与非线性因子k相关的各项,不难发现,其中的主要失真项在条件Z1*Z4=Z2*Z3满足的情况下将等于零。另一个事实则是,求解的源电压增益(Vo/Vs)表达式中,分子有ZL项,表明Quad功放驱动负载方式为电流驱动,非电压驱动。虽然,Quad功放的输出电阻还是很低的---输出电阻显然和输出信号大小相关---但是我们也无需担心喇叭的阻尼问题。


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右图是Quad405的详细图纸,其间的频率补偿器件着实不少,R17, C7组成超前相位补偿电路?它们在电路中的作用真不太好理解;C8作为电桥的一臂,本质上来说也是密勒补偿电容的一部分。L1,R37组成输出下管的补偿电路-----准互补电路的缺点之一就是上下管频率特不一致,复合管的特征频率远低于上管。R4,R5,C2组成直流伺服电路。LM301A作为预放大级,放大倍数为15. TR2的射级为电流负反馈的馈入点,从而后级的电压增益约为3.78倍------R16虽然没有在失真分析电路中出现,但是它与R20/R21共同决定了后级的闭环增益-----这就是电流负反馈放大器的奇特之处。TR2,TR3,TR4,TR7共同构成了A类小信号放大器。

A类放大器输出级的电流由R30、R31确定,约为45mA。不过为了增大大负载下A类放大器的交流增益,设计者又通过C10引入正反馈来增大输出级的交流负载,可谓用心良苦。


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上述电路的简化电路图,方便理解Quad405电路的结构。电桥的四个臂由电容,电感,两个电阻构成。虽然,电桥的电容电感都可以相应的换成电阻,但是作者巧妙选用频率器件构成电桥的两臂,对稳定电路工作起到了重要的作用。其中的电容如前所述,用作频率补偿,电感作为输出对管与负载之间的隔离---预防喇叭电缆的电容与输出对管振荡。


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当我们现在再回过头审视Quad 405功放设计,我认为还存在不少缺点。首先是为了降低失真,闭环增益设置得比较低,只有3.78左右。本来用作直流伺服的LM301A还额外担负起了前置放大器的重任。C9,C11似乎被用作超前补偿电容?不难看出,当频率较高时,C9,C11能提供额外的电流到输出级,部分补偿了A类放大器在高频段的增益下降,于传递函数而言,则是在系统传输函数上增加了两个零点。自然,准互补对管也是那个时代无奈的选择,如果今天要重新复刻Quad405,大可选用具备良好配对性能的音频对管。


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熟悉了Quad405之后,自然不难理解Quad606的设计,它可以看做Quad405的升级版。而且,Quad606更加直截了当的电桥式结构也让我们理解它变得更容易。T1位输入缓冲级,不具备电压增益。T3 T2作为共射共基结构组成了宽频带的高输出阻抗的放大级,并且,电流负反馈信号从T3的发射极注入。T5~T7构成了所谓的A类放大器。其余就是标准的准互补输出级以及电流倾注式电路特有的输出电桥。IC1为直流伺服IC。


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我们首先将重点放在Quad606的电路结构如何能抵消B类放大器的失真上。首先画出右图所示的简化电路图,并假设A类放大器为纯粹的电流放大器,输入参量为电流,输出参量也为电流。运用matlab求解方程组后提取与非线性因子相关的k项,不难发现当条件Z1*Z4==Z2*Z3时,占主导作用的失真项将等于零----并且A类放大器电流增益β越大,残留失真越小。


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要理解Quad606的频率补偿原理,我们首先从分析A类放大器各级的频率特性开始。从电路不难看出,T1为共集电极接法,并且不在反馈环路内,并不影响系统稳定性。T3对输入信号来说是共发射极接法,而对反馈信号来说是共基级接法,频率特性极好。T2为典型的共基级接法,作为T3的负载,进一步展宽了T3的频响,而且共基级电路的高输出阻抗有益于提高后级电路增益。T5作为共集电极电路,理应具备极宽的频率响应才是,不过在这里它的信号源是一个电流源!导致它的-3dB频率点约为fβ----晶体管的共发射极截止频率。这也正是电路设计者选择在这一级做主极点补偿的原因,R8 C4构成主极点补偿网络。补偿之后的极点约为1/(2*π*Gm*Re*R'be*C4)----其中Gm为T5跨导,Re为等效发射极电阻(约等于R14并上T6基极输入电阻)。详细的分析见右图,不过更简洁的分析方法是先将T5的输入回路单独等效出来,不难发现,等效之后的输入回路时间常数没有改变,不过电阻阻值增大了Gm*Re倍,电容则减小了同等倍数。

 


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这里不得不提到的是设计者在设计此电路时的各种考量。为了尽可能利用电源电压,增大输出信号摆幅,T7的发射极并未接发射极电阻(忽略共享的0.05 Ohm共享电阻),T7的静态电流约为53mA(由R16,R17阻值以及电源电压决定),发射极电阻上的压降会限制输出电压摆幅。而为了提高此A类放大器的增益,T5的基极输入阻抗又应该越高越好,所以R14取为3.3K,并且T6的发射极也串接了330 Ohm的电阻。这样子就使得T5管的静态电流只有不到400uA---晶体管的特征频率在静态电流低的时候会随之急剧下降。不过既然要在这一级做主极点补偿,这一损失倒也显得无足轻重了。

T6级输入为T5级的输出---共集电极电路的低输出阻抗(在这里约为3.3k,不是特别低),并且为共集电极组态,故而这一级的极点频率较高。

T7级为共发射极组态,由于Miller效应影响,极点频率主要取决于Cob以及这一级电压增益的大小----它的极点频率实际上接近于补偿之前的第一级放大器的极点频率fβ----所以有必要针对这一级做频率补偿。设计者巧妙利用负反馈电路反馈支路可以引入一低频零点的特性---使用C8和R24构成的零点补偿了输出级的低频极点。

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